驅動變壓器的恢復
在驅動MOS晶體管Q2導通期間的開始部分，D1和S2將導通。但是當Ql已經(jīng)關斷并且基—射結間的恢復電流已經(jīng)變?yōu)榱愕臅r候，在繞組P2的電壓通過R1使Dl和S2反偏關斷。所有繞組在開始時都變?yōu)樨摚瑫r在繞組P2中會形成電流，使磁心復位到負飽和狀態(tài)。
在飽和狀態(tài)，流過Q2和P2的電流只通過電阻Rl進行限流，所有繞組上的電壓都為零，同時電路也復位到準備狀態(tài)從而給下一個導通周期做準備。
s1和S2之間應該只有非常少量漏感的要求似乎與變壓器原邊—副邊之間的隔離以及漏電距離的要求有矛盾。在離線開關電源應用中，Tl用來作為一個原邊—副邊之間的電路隔離，變壓器需要比只對功率有要求的變壓器大一些。
寬范圍比例驅動電路
如圖1. 16.1所示電路中，如果它的輸入電壓和負載的范圍都較大，那么它將會有一些局限性，具體敘述如下。
當輸入電壓很低時，工作周期將會變大，同時Ql的導通時間會遠超過整個通斷時間的50%。甚者，如果負載范圍內(nèi)允許的最輕負載較小，那么輸出濾波網(wǎng)絡中的Ll就相對大到可以保持連續(xù)導通。在這種條件下，調整管的集電極電流小而導通時間長。
在這個長導通期間內(nèi)，mos驅動變壓器Tl產(chǎn)生磁化電流，因為繞組S1兩端出現(xiàn)了恒定的Ql基射電壓vbe由于在此期間驅動變壓器是一個電流變流器，因此該磁化電流是輸出電流的一部分。所以這個預期的比例驅動的比值在整個長的導通期間內(nèi)并不是保持不變的。在此期間的結束部分，mos驅動能力下降。為了減少它的影響，要求驅動變壓器Tl有大的電感值。
但在導通期間結束時，Q2必須要在余下的短關斷期間復位驅動變匝器的磁心。為了達到快速復位，繞組P2中每匝繞組的電壓要大，可以選用P2匝數(shù)少且采用大復位電流的方法，也可選用大的輔助電源電壓。無論用哪種方法，在Rl上將會產(chǎn)生較大的功耗。
因此，必須在電感匝數(shù)與輔助電壓之間做出折中的選擇，這在高頻情況下，電感匝數(shù)與輔助電壓之間是很難針對寬范圍的控制做出優(yōu)化的，而在圖1. 16.2中的電路可以解決這個矛盾。
在圖1. 16.2的電路中，當Q2關斷時，電源通過Rl和Q3對Cl快速充電，Q3通過其基極驅動電路P2、D2和R2強行導通。在Q2關斷和Ql導通時，所有繞組同名端的極性都為正。
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